eng
Выпуск #7/2015
В.Горячев, А.Чуприн
Проектирование источника вторичного электропитания с аналого-цифровой СБИС ШИМ-контроллера
Проектирование источника вторичного электропитания с аналого-цифровой СБИС ШИМ-контроллера
Просмотры: 2693
В практике проектирования бортовых источников вторичного электропитания нередки случаи, когда источник должен работать на постоянную нагрузку. В статье показано, что такие источники можно выполнять на основе преобразователя, в котором широтно-импульсный модулятор работает по принципу регулирующего воздействия на наклон пилы.
Теги: onboard secondary power supply pwm controllers источники вторичного электропитания бортовые шим-контроллеры
Встречается такое применение ИВЭП в бортовых изделиях, когда источник работает на постоянную нагрузку, а требования к стабильности выходного напряжения и к температурному диапазону не столь жесткие. При этом первичное напряжение, подаваемое на его вход (Uвх), меняется в широких пределах. Например, максимальное напряжение на входе (Uвх.max) превышает минимальное (Uвх.min) в два раза. От разработчика требуется, чтобы ИВЭП был смонтирован на плате, на которой уже имеется входное первичное напряжение и размещены другие узлы, в том числе узел внутреннего питания (Евн.пит) и генератор стабильной частоты, работающий на удвоенной частоте преобразования ИВЭП.
Приведем требования к такому источнику. Сравнительно высокий КПД (>84%); пульсации 50 мВ (от пика до пика); температура окружающей среды 0–40°С; нестабильность выходного напряжения ± 5%; ток нагрузки (1–2 А), выходное напряжение 6 В; гальваническая развязка, низкопрофильность.
Перечисленные требования не позволяют устанавливать на плату готовые ИВЭП, как это иногда делается. Наличие постоянной нагрузки по току, не столь жесткие требования к стабильности и температуре окружающей среды однозначно указывают на то, что в таком вторичном источнике можно обойтись без самого сложного узла – узла отрицательной обратной связи (ООС). Рассматриваемый ИВЭП наиболее просто реализовать, если его преобразователь выполнить на цифровых ИС на основе ШИМ-контроллера, функционирующего по принципу управляющего воздействия на наклон пилы от входного напряжения [1, 2, 4]. Такой контроллер работает по закону регулирования в соответствии с уравнением:
Uвх·tиш = const, (1)
где tиш – длительность импульса, формируемого ШИМ.
В свою очередь, в зависимости от Uвх длительность импульса tиш может принимать любые значения от tиш.min до tиш.max.
Длительность импульса tиш.max определяется по формуле:
tиш.max = T – tиг, (2)
где tиг – длительность импульса запуска ШИМ, формируемого генератором; Т – период следования импульсов tиг.
Параметр tиш.min в пределе должен стремиться к нулю при возрастании Uвх.
Таким образом, из формулы (1) следует, что ШИМ работает по алгоритму: чем больше амплитуда Uвх, тем короче формируемый импульс, чем меньше амплитуда Uвх, тем больше длительность формируемого импульса.
На рис.1 приведена схема ШИМ-контроллера, работающего по формуле (1), в составе узла преобразователя, на рис.2 – диаграмма его работы.
Рассмотрим работу схемы, когда на ее вход поступают сигналы длительностью tиг = 200 нс с периодом повторения Т = 2 мкс, то есть частота генератора f = 500 кГц, частота преобразования – 250 кГц. В момент отсутствия импульса ключ К1 закрыт, и происходит заряд конденсатора С1 по цепи: Uвх, R1, С1. На выходе элемента В2 формируется рабочий сигнал с логическим уровнем 1 (лог.1), так как на обоих его входах действует сигнал с уровнем лог.0. При напряжении (Uc) на конденсаторе С1, равном порогу переключения элемента В1, то есть при Uc = Uп.пер на выходе В1 сформируется сигнал с уровнем 1 (лог.1), а на выходе В2 – лог.0. Тем самым закончится цикл формирования рабочего импульса с уровнем лог.1, поступающего далее на вход счетного триггера, срабатывающего на перепад входного сигнала из 1 в 0. С приходом сигнала tиг, который поступает от генератора на управляющий вход ключа К1, последний открывается, и начинается разряд конденсатора С1 через малое сопротивление ключа. Одновременно сигнал tиг формирует лог.0 на выходе элемента В2, запрещая поступление энергии от мощных вентилей В3 и В4 на входы силовых транзисторов, предотвращая тем самым появление сквозных токов (за счет длительности импульса tиг формируется гарантированная просечка).
Вернемся к уравнению (1). В нем сомножитель Uвх – это независимая переменная, в то время как сомножитель tиш (главный параметр ШИМ) – зависимая величина, поскольку, как, это очевидно из схемы, приведенной на рис.1, на стабильность длительности tиш при постоянном Uвх будут влиять такие параметры (назовем их факторами), как:
• постоянная времени RC времязадающей цепи;
• уровень напряжения порога переключения Uп.пер элемента В1.
Основным из этих двух факторов следует считать первый, так как именно от правильности выбора RC цепи в целом и каждого из ее номиналов R и С в отдельности будет зависеть результат выполнения уравнения (1) и показатель стабильности выходного напряжения.
Есть еще один параметр – длительность запускающего импульса tиг. Это очень важный параметр, но он не участвует в формировании импульса tиш, поскольку последний формируется после окончания запускающего импульса. Параметр tиг частично ответственен за КПД, так как входит в формулу определения выходного напряжения источника через коэффициент заполнения (Кз):
Uвых = Uвх·Ктр·Кз, (3)
где Ктр – коэффициент трансформации трансформатора Тр1 преобразователя; Кз = tиш/Т*; Т* – период следования импульсов на входе сглаживающего фильтра Lф Cф (Т*=Т/2).
Необходимо иметь в виду, что выражение (3)справедливо при условии неразрывности тока дросселя Lф сглаживающего фильтра LC типа.
Из выражения (2) следует, что при tиш = tиш.max напряжение на выходе источника имеет максимум, что соответствует максимальному КПД при Uвх = Uвх.min. Здесь важно отметить, что при строгом выполнении уравнения (1) КПД источника, равный максимальному, должен оставаться примерно таким же и для всех других Uвх, включая Uвх.max. Другими словами, в правильно спроектированном ИВЭП коэффициент полезного действия источника практически не должен зависеть от изменения величины входного напряжения.
Но tиш.max = T – tиг и, следовательно, для увеличения его длительности необходимо уменьшать длительность импульса tиг.
Однако последняя не может быть меньше определенной величины. Такой величиной длительности импульса tиг является гарантированная просечка ("мертвое время"), обеспечивающая отсутствие токов короткого замыкания в силовых ключах. Для схемы преобразователя, приведенного на рис.1, вполне допустим Кз = 0,9 при условии выполнения силовых ключей на МОП-транзисторах, так как у них отсутствует эффект рассасывания неосновных носителей (у МОП-транзистора их просто нет, поскольку это униполярный прибор).
Возможно и дальнейшее увеличение коэффициента Кз до уровня 0,95 (tиг = 100 нс). Но для этого потребуются более качественные силовые транзисторы, то есть транзисторы, обладающие большей крутизной (S), меньшим сопротивлением сток-исток (Rси) и меньшими значениями емкостей: Сзи, Сзс (емкость Миллера, как известно, основная головная боль проектировщиков МОП-транзисторов), Сси. Коэффициент Кз = 0,95 при tиг = 200 нс можно получить и за счет уменьшения частоты преобразования, например, в два раза, то есть до fпр = 125 кГц (Кз = 3,8/4 = 0,95). Однако это повлечет за собой увеличение габаритов моточных элементов (трансформатора, дросселя фильтра), конденсатора фильтра и, следовательно, требование низкопрофильности может быть не выполнено. При этом возрастет КПД. Из выражения (1) можно записать:
tиш = const/Uвх. (4)
Покажем, что формула (1), представляющая собой обратно пропорциональную зависимость tиш от Uвх, может быть реализована с достаточной для практических целей точностью, если напряжение на конденсаторе С1 будет нарастать по линейному закону в соответствии с выражением:
Uc = I·t/С, (5)
где I = Uвх/R = const, t = tиш.
Действительно, если это так, тогда:
tиш = Uc·C/I= UcCR/Uвх, (6)
т.е. tиш = сonst/Uвх,
где const = Uc·C·R; а Uc = Uп.пер (Uп.пер – это напряжение порога переключения элемента В1).
При этом, чтобы I = const, необходимо, чтобы Uп.пер<<Uвх (при Uп.пер = 0 величина тока
I = Uвх/R1), то есть выражение (5) справедливо при Uп.пер << Uвх.
Однако как это может быть, если мы имеем дело с обычной RС цепью, в которой напряжение на конденсаторе изменяется по закону, включающему в себя экспоненту:
Uc = Uвх(1 – е–t/τ), (7)
где τ = RC – постоянная времени RC цепи; t – длительность формируемого импульса.
Однако, если t≤ 0,3 RC, то функция e–t/RC c достаточной для практических целей точностью может быть представлена в виде ряда [7]:
e–t/RC ≈ 1 – t/RC. (8)
После подстановки (8) в (7) получим:
Uc = Uп.пер = Uвх(1 – (1-t/RC)) = Uвх(t/RC), (9)
то есть Uc действительно изменяется по линейному закону. И, как было сказано выше, ток в этом случае должен быть постоянным. Выясним, так ли это.
Известно, что величина тока в конденсаторе С может быть найдена из формулы:
ic = C(dUc/dt). (10)
Продифференцировав выражение (9) по t, получим: dUc/dt = Uвх/RC, тогда
ic = I = C(Uвх/RC) = Uвх/R. (11)
Итак, при допущении Uп.пер << Uвх, можно считать, что ток практически не зависит от t, то есть он постоянен. Определим произведение RC для нашего случая, когда t = 1,8 мкс, Uc = Uп.пер = 2,5 В, Uвх = Uвх.min = 20 В.
После подстановки в (9) находим: 2,5 В = 20 В
(1,8 мкс/RC),
RC = (20·1,8)/2,5 = 14,4 мкс. (12)
Таким образом, если RC = 14,4 мкс, а t = tиш = 1,8 мкс, то tиш/RC ≈ 0,13, то есть меньше 0,3 и, следовательно, можно считать, что заряд конденсатора С1 происходит практически постоянным током, то есть по линейному закону.
Постоянная RC – это времязадающая цепь, и именно от нее, а точнее от ее стабильности в наибольшей степени зависит выполнение формулы (1) и, следовательно, достижение стабильного выходного напряжения. Очевидно, что произведение RC будет представлять собой стабильную величину, если будут стабильны каждый из элементов R и С в отдельности. Другими словами, компоненты R и С должны быть высокоточными и постоянными, то есть их номиналы не должны зависеть от многих дестабилизирующих факторов (температура, частота, влажность, напряжение, атмосферное давление, тряска и другие механические воздействия). Поскольку RC = const (предполагается, что внутреннее сопротивление входного источника питания равно нулю), то здесь возможны различные комбинации, например: сопротивление R1 – большое, емкость С1 – малая; емкость С1 – большая, сопротивление резистора R1 – малое, R и С – средние величины.
Если учитывать, что 1 мкс = 1кОм·1нФ, то средние величины номиналов R и С можно определить следующим образом:
R = (14,4)1/2 = 3,7 кОм и C = (14,4)1/2 = 3,7 нФ. (13)
Известно, что резистор является самым стабильным элементом электронной техники, так как он может быть изготовлен с любой точностью, и сохранять эту точность в процессе работы. Подтверждением сказанному полностью отвечают прецизионные резисторы Р1-8МП. Промышленность серийно их выпускает с отклонениями от номинала ±0,1; 0,25; 0,5%. Однако по специальному заказу возможно изготовление резисторов с отклонениями от номинала ±0,05%. Исходя из этих соображений, номинал резистора R1 должен заметно превосходить по величине среднее значение, учитывая, что при этом еще и экономится мощность. Однако здесь необходимо принимать во внимание зависимость параметра λ (интенсивность отказов 1/час) от номинала резистора, учитывая, что 1/λ – это среднее время наработки на отказ. Такая зависимость наблюдается, начиная с номинала резистора 500 кОм и выше [5]. Таким образом, величину сопротивления резистора R1 следует выбирать, учитывая указанную зависимость.
Если резистор обладает положительным температурным коэффициентом, то температурный коэффициент конденсатора должен быть отрицательным (группа по ТКЕ – температурному коэффициенту емкости – М47 или МПО) с целью постоянства температурного коэффициента RC цепи.
Во времязадающих цепях стабильность номинала – это главное требование к конденсатору. И эта стабильность не должна зависеть от внешних условий его работы (температура, влажность, атмосферное давление, частота, приложенное напряжение, ионизирующее излучение и т.д.).
Итак, если мы теперь покажем, что конденсаторы меньших номиналов более стабильны, чем конденсаторы с более высокими номиналами, то поставленная задача будет выполнена, поскольку обе составляющие времязадающей цепи, то есть R и C, стабильны. Фактически здесь и показывать-то особенно нечего, поскольку хорошо известно, что прецизионные конденсаторы – это, как правило, конденсаторы малых номиналов.
К отечественным конденсаторам, которые наиболее полно удовлетворяют всем перечисленным требованиям, следует отнести керамические конденсаторы типа К10-17в (группа по ТКЕ – М47) малых номиналов (это высокочастотные, высокостабильные, малогабаритные конденсаторы, емкость которых меняется линейно и слабо зависит от температуры), а также прецизионные керамические конденсаторы К10-43в (группа по ТКЕ – МПО), имеющие допустимые отклонения емкостей ±1, 2%. Данные конденсаторы работают примерно до 104 МГц, то есть они обладают высокой резонансной частотой вследствие того, что у них малые значения эквивалентных последовательной индуктивности (ESL) и последовательного сопротивления (ESR), судя по tgδ, который для этих конденсаторов находится в пределах 0,0015–0,0025 при tmax = 125°C.
Конденсаторы должны работать в облегченном режиме по напряжению с коэффициентом запаса не более 0,7, поскольку считается, что при работе в таком режиме у них заметно уменьшается перегрев и снижается интенсивность отказов, то есть увеличивается долговечность работы. Напомним, что конденсатор может выполнять свои функции только до резонансной частоты, выше этой частоты конденсатор работает как индуктивность). Если, например, имеются конденсаторы емкостью в 1 и 0,1 мкФ, то меньшей величиной ЕSL однозначно будет обладать второй.
Таким образом, выбор должен быть таким: большая величина R и малая величина С конденсатора (С ≤ 100 пФ), поскольку последние более стабильны по сравнению с конденсаторами повышенных номиналов.
Пусть С = 80 пФ (с учетом входной емкости элемента В1 и емкости монтажа < 8 пФ), тогда номинал получим из уравнения RC = 14,4 мкс: R = (14,4·10–6 )/80·10–12 = 180 кОм.
Из формулы (6) следует, что длительность импульса tиш зависит от величины напряжения порога переключения (Uc = Uп.пер), а это значит, что и стабильность выходного напряжения также зависит от него. В качестве порогового элемента могут использоваться три компонента: логический элемент, триггер Шмитта и компаратор. Последний обладает наиболее стабильным порогом переключения (Uп.пер), но его применение приведет к заметному усложнению схемы, так как для компаратора требуется стабильное опорное напряжение (это расширяет ряд электронных компонентов, который всегда стремятся сократить). И логический элемент, и триггер Шмитта обладают достаточно стабильным напряжением порога переключения (практически независимым от температуры [3]), при условии достаточно высокой стабильности напряжения внутреннего питания Евн.пит.
Рассмотрим использование триггера Шмитта. Как известно, задача этого устройства – формировать сигнал с крутыми фронтами из сигнала любой формы, действующего на его входе, то есть это очень важное свойство. Применение триггера Шмитта приведет к следующим последствиям. Во-первых, увеличится напряжение порога переключения за счет гистерезиса примерно на 0,8 В, что хорошо с точки зрения увеличения помехозащищенности вентиля В1 и схемы в целом. Но наличие гистерезиса имеет и другие положительные последствия, а именно: гистерезис предотвращает возможность появления автоколебательного режима, который может возникнуть в случае медленно изменяющегося, но чистого сигнала. Считается, что медленное нарастание сигнала приводит к значительному росту чувствительности к шуму по входу элемента В1. Использование в качестве элемента В1 триггера Шмитта позволит убрать осцилляцию вблизи порогового уровня, но не улучшит шумовые характеристики схемы [6].
Это, конечно, хорошо, но из-за увеличения порога при этом снизится линейность заряда конденсатора С1. Следовательно, потребуется уменьшить номинал резистора R1 и увеличить номинал конденсатора С1, что нежелательно, как было объяснено выше.
Преимуществом применения в качестве порогового элемента самого логического элемента В2 можно считать более высокую линейность заряда конденсатора С1 вследствие меньшей величины порога переключения элемента В2, более простую схемную реализацию из-за возможности исключения из схемы ШИМ элемента В1 и более строгое выполнение уравнения (1), по причине исключения элемента В1, как дополнительной задержки, которая по возможности должна быть минимальной, если этот элемент применять.
Если говорить о величине напряжения порога переключения, то ее выбор зависит от двух факторов:
• линейности изменения напряжения на конденсаторе;
• помехозащищенности элемента В1 (или В2) схемы ШИМ.
С точки зрения первого фактора величина Uп.пер должна быть как можно меньше, то есть она должна стремиться к нулю (функция (7) обладает наибольшей линейностью в окрестности t = 0), а с точки зрения фактора два – это напряжение должно стремиться к величине Uп.пер = Евн.пит.
Для КМДП-ИС величина этого напряжения составляет примерно 2,5 В (при Евн.пит = 5 В), то есть определяется из выражения:
Uп.пер = Евн.пит/2. (14)
В качестве элемента К1, управляющего процессом заряда и разряда конденсатора С1, лучше применять двунаправленный ключ типа КТ-3. Это связано с тем, что во включенном состоянии он обладает очень малым сопротивлением, что способствует сокращению времени разряда конденсатора С1, и, в какой-то мере, сокращению длительности импульса tиг. А в выключенном состоянии его сопротивление составляет сотни мегаом. При этом величины этих сопротивлений практически не зависят от изменения напряжения на его рабочих выводах, чего нельзя сказать о транзисторах обоих типов. Ток утечки у такого ключа практически отсутствует.
Теперь несколько слов о выполнении требований, предъявляемых к источнику по стабильности выходного напряжения, КПД и пульсациям. Выше было отмечено, что отклонения относительно номинального напряжения Uн = 6 В должны находиться в пределах ±5%, то есть выходное напряжение должно укладываться в диапазоне 5,7–6,3 В. Посмотрим, возможно ли это выполнить для нашего случая, когда: Uвх = 20 В, tиш = 1,8 мкс, Uп.пер = 2,5 В. При малых разбросах температурного диапазона можно считать, что отклонения выходного напряжения будут практически обусловлены только стабильностью номиналов R и C времязадающей цепи. Пусть в их качестве используются компоненты с допуском отклонения от номинала ±1%. Тогда для резистора R1 это сопротивление составит 178 кОм, а для конденсатора С1 – 79,2 пФ.
Подсчитаем длительность tиш для этого случая: tиш = 79,2·178·2,5/20 = 1,762 мкс. Определим величину отклонения длительности: Δtиш = 1,8 – 1,762 = 0,038 мкс = 38 нс. Рассчитаем длительность импульса, приходящегося на один вольт выходного напряжения: 1,8 мкс/6 В = 0,3 мкс/В. Следовательно, на 0,1 В придется 0,03 мкс, то есть 30 нс.
Итак, в нашем случае отклонение составило 38 нс, что примерно равно 0,1 В. Согласно требованию Uвых должно составлять 6 ±0,3 В. Таким образом, если в качестве составляющих RC цепи взять элементы R и С из ряда с отклонением в 1%, то заданные требования по стабильности выходного напряжения будут выполнены с запасом. Если же в качестве резисторов выбрать Р1- 8МП с допуском 0,1%, то запас по стабильности увеличится.
Теперь рассмотрим требование по КПД, которое в соответствии с заданием должно быть более 82%. Известно, что более чем 90% рассеиваемой мощности приходится всего на два элемента источника – это силовые транзисторы ключа и выпрямительный диод. Третьим по потерям мощности следует считать трансформатор (примерно 2–3%). Следовательно, методы получения требуемого КПД стандартные, а именно: выбор электронных компонентов, которые обеспечивают достижение минимальных потерь мощности.
Это качественные низкопороговые МОП-транзисторы п-типа, обладающие малым сопротивлением сток-исток (Rси), малым полным зарядом затвора (Qз), высокой крутизной, надлежащим напряжением сток-исток (Ucи). В качестве выпрямительного диода целесообразно применять диод Шоттки. Магнитные элементы – это достаточно высокочастотные магнитомягкие ферриты (магнитопровод-кольцо) с малыми потерями (узкая петля гистерезиса), высокой индукцией насыщения, малой коэрцитивной силой, высокой точкой Кюри.
Уровень пульсаций – один из наиболее важных параметров ИВЭП. Он определяется не столько величиной емкости конденсатора фильтра, сколько минимальной величиной его ESR на частоте двойного преобразования. Величину пульсаций ΔUп можно определить по формуле [8]:
ΔUп ≈ΔIL·Zmax, (15)
где ΔIL – пульсации тока дросселя фильтра Lф; Zmax – импеданс конденсатора.
Поэтому в качестве конденсаторов фильтра необходимо выбирать такие, которые обладают минимальными значениями ESR, ESL и высокой резонансной частоты. При этом стабильность номинала конденсатора в данном случае – не первоочередной признак.
Выбранный по расчету номинал конденсатора фильтра Сф следует реализовать в виде параллельного соединения n конденсаторов (n ≥ 2) номиналом Сф/n. Полученный таким образом конденсатор будет обладать величинами ESR и ESL, примерно равными параллельному соединению n конденсаторов и высокой резонансной частотой конденсатора меньшего номинала.
Если требуемый в задании КПД не будет получен, то его можно несколько повысить за счет снижения частоты преобразования, например, в два раза. Повышение КПД в этом случае будет достигнуто за счет увеличения коэффициента заполнения Кз при постоянной длительности импульса tиг и за счет снижения доли динамических потерь в транзисторах и диодах при коммутации и динамических потерь в логических элементах. Однако, как это уже отмечалось, источник в этом случае может не пройти по требованию низкопрофильности. И тогда придется разрешать противоречивые требования или, что то же самое,вечную проблему ИВЭП: высокий КПД – малые габариты, малые габариты – высокий КПД.
Заключение
Данная статья содержит результаты интеллектуальной деятельности, полученные в рамках выполнения проекта по государственному контракту № 14.429.12.0002 от 05 марта 2014 года. Тема: "Разработка перспективных технологий и конструкций изделий интеллектуальной силовой электроники для применения в аппаратуре бытового и промышленного назначения, на транспорте, в топливно-энергетическом комплексе и в специальных системах (аналого-цифровая СБИС ШИМ-контроллера)".
Было показано, что для строгого выполнения уравнения регулирования, работающего по принципу управляющего воздействия на наклон пилы, необходимо тщательно учитывать факторы, ответственные за выполнение этого уравнения и КПД источника:
• времязадающая цепь и правило выбора составляющих R и С этой цепи;
• уровень напряжения порога переключения и влияние этого порога на линейность пилооб-разного напряжения;
• выбор длительности импульса запуска ШИМ и его связь с КПД.
Предполагается дальнейшее поэтапное отражение материала по данному проекту с учетом процесса проектирования ИВЭП, включая разработку самого кристалла, то есть теперь уже ШИМ-контроллера и конструкции ИВЭП на его основе.
ЛИТЕРАТУРА
1. Букреев И.Н., Горячев В.И., Мансуров Б.М. Микроэлектронные схемы цифровых устройств. – М.: Техносфера, 2009.
2. А.с.1167706 СССР.М.кл. Н03К 17/14. Одновибратор / В.И. Горячев, В.М. Щелоков. – Опубл. 1985, Бюлл. № 26.
3. Аваев Н.А., Наумов Ю.Н., Фролкин В.Т. Основы микроэлектроники. – М.: Радио и связь, 1991.
4. Сергеев Б.С. Схемотехника функциональных узлов источников вторичного питания. – М.: Радио и связь, 1992.
5. Кузнецов В.А. Основные вопросы надежности радиоэлектронной аппаратуры. – Л.: Энергия, 1965.
6. Джонсон Г., Грэхем М. Высокоскоростная передача цифровых данных. – М.; СПб.; Киев: Вильямс, 2005.
7. Кублановский Я.С. Переходные процессы. – М.: Энергия, 1974.
8. Корис Р., Шмидт-Вальтер Х. Справочник инженера-схемотехника. – М.: Техносфера, 2008.
Приведем требования к такому источнику. Сравнительно высокий КПД (>84%); пульсации 50 мВ (от пика до пика); температура окружающей среды 0–40°С; нестабильность выходного напряжения ± 5%; ток нагрузки (1–2 А), выходное напряжение 6 В; гальваническая развязка, низкопрофильность.
Перечисленные требования не позволяют устанавливать на плату готовые ИВЭП, как это иногда делается. Наличие постоянной нагрузки по току, не столь жесткие требования к стабильности и температуре окружающей среды однозначно указывают на то, что в таком вторичном источнике можно обойтись без самого сложного узла – узла отрицательной обратной связи (ООС). Рассматриваемый ИВЭП наиболее просто реализовать, если его преобразователь выполнить на цифровых ИС на основе ШИМ-контроллера, функционирующего по принципу управляющего воздействия на наклон пилы от входного напряжения [1, 2, 4]. Такой контроллер работает по закону регулирования в соответствии с уравнением:
Uвх·tиш = const, (1)
где tиш – длительность импульса, формируемого ШИМ.
В свою очередь, в зависимости от Uвх длительность импульса tиш может принимать любые значения от tиш.min до tиш.max.
Длительность импульса tиш.max определяется по формуле:
tиш.max = T – tиг, (2)
где tиг – длительность импульса запуска ШИМ, формируемого генератором; Т – период следования импульсов tиг.
Параметр tиш.min в пределе должен стремиться к нулю при возрастании Uвх.
Таким образом, из формулы (1) следует, что ШИМ работает по алгоритму: чем больше амплитуда Uвх, тем короче формируемый импульс, чем меньше амплитуда Uвх, тем больше длительность формируемого импульса.
На рис.1 приведена схема ШИМ-контроллера, работающего по формуле (1), в составе узла преобразователя, на рис.2 – диаграмма его работы.
Рассмотрим работу схемы, когда на ее вход поступают сигналы длительностью tиг = 200 нс с периодом повторения Т = 2 мкс, то есть частота генератора f = 500 кГц, частота преобразования – 250 кГц. В момент отсутствия импульса ключ К1 закрыт, и происходит заряд конденсатора С1 по цепи: Uвх, R1, С1. На выходе элемента В2 формируется рабочий сигнал с логическим уровнем 1 (лог.1), так как на обоих его входах действует сигнал с уровнем лог.0. При напряжении (Uc) на конденсаторе С1, равном порогу переключения элемента В1, то есть при Uc = Uп.пер на выходе В1 сформируется сигнал с уровнем 1 (лог.1), а на выходе В2 – лог.0. Тем самым закончится цикл формирования рабочего импульса с уровнем лог.1, поступающего далее на вход счетного триггера, срабатывающего на перепад входного сигнала из 1 в 0. С приходом сигнала tиг, который поступает от генератора на управляющий вход ключа К1, последний открывается, и начинается разряд конденсатора С1 через малое сопротивление ключа. Одновременно сигнал tиг формирует лог.0 на выходе элемента В2, запрещая поступление энергии от мощных вентилей В3 и В4 на входы силовых транзисторов, предотвращая тем самым появление сквозных токов (за счет длительности импульса tиг формируется гарантированная просечка).
Вернемся к уравнению (1). В нем сомножитель Uвх – это независимая переменная, в то время как сомножитель tиш (главный параметр ШИМ) – зависимая величина, поскольку, как, это очевидно из схемы, приведенной на рис.1, на стабильность длительности tиш при постоянном Uвх будут влиять такие параметры (назовем их факторами), как:
• постоянная времени RC времязадающей цепи;
• уровень напряжения порога переключения Uп.пер элемента В1.
Основным из этих двух факторов следует считать первый, так как именно от правильности выбора RC цепи в целом и каждого из ее номиналов R и С в отдельности будет зависеть результат выполнения уравнения (1) и показатель стабильности выходного напряжения.
Есть еще один параметр – длительность запускающего импульса tиг. Это очень важный параметр, но он не участвует в формировании импульса tиш, поскольку последний формируется после окончания запускающего импульса. Параметр tиг частично ответственен за КПД, так как входит в формулу определения выходного напряжения источника через коэффициент заполнения (Кз):
Uвых = Uвх·Ктр·Кз, (3)
где Ктр – коэффициент трансформации трансформатора Тр1 преобразователя; Кз = tиш/Т*; Т* – период следования импульсов на входе сглаживающего фильтра Lф Cф (Т*=Т/2).
Необходимо иметь в виду, что выражение (3)справедливо при условии неразрывности тока дросселя Lф сглаживающего фильтра LC типа.
Из выражения (2) следует, что при tиш = tиш.max напряжение на выходе источника имеет максимум, что соответствует максимальному КПД при Uвх = Uвх.min. Здесь важно отметить, что при строгом выполнении уравнения (1) КПД источника, равный максимальному, должен оставаться примерно таким же и для всех других Uвх, включая Uвх.max. Другими словами, в правильно спроектированном ИВЭП коэффициент полезного действия источника практически не должен зависеть от изменения величины входного напряжения.
Но tиш.max = T – tиг и, следовательно, для увеличения его длительности необходимо уменьшать длительность импульса tиг.
Однако последняя не может быть меньше определенной величины. Такой величиной длительности импульса tиг является гарантированная просечка ("мертвое время"), обеспечивающая отсутствие токов короткого замыкания в силовых ключах. Для схемы преобразователя, приведенного на рис.1, вполне допустим Кз = 0,9 при условии выполнения силовых ключей на МОП-транзисторах, так как у них отсутствует эффект рассасывания неосновных носителей (у МОП-транзистора их просто нет, поскольку это униполярный прибор).
Возможно и дальнейшее увеличение коэффициента Кз до уровня 0,95 (tиг = 100 нс). Но для этого потребуются более качественные силовые транзисторы, то есть транзисторы, обладающие большей крутизной (S), меньшим сопротивлением сток-исток (Rси) и меньшими значениями емкостей: Сзи, Сзс (емкость Миллера, как известно, основная головная боль проектировщиков МОП-транзисторов), Сси. Коэффициент Кз = 0,95 при tиг = 200 нс можно получить и за счет уменьшения частоты преобразования, например, в два раза, то есть до fпр = 125 кГц (Кз = 3,8/4 = 0,95). Однако это повлечет за собой увеличение габаритов моточных элементов (трансформатора, дросселя фильтра), конденсатора фильтра и, следовательно, требование низкопрофильности может быть не выполнено. При этом возрастет КПД. Из выражения (1) можно записать:
tиш = const/Uвх. (4)
Покажем, что формула (1), представляющая собой обратно пропорциональную зависимость tиш от Uвх, может быть реализована с достаточной для практических целей точностью, если напряжение на конденсаторе С1 будет нарастать по линейному закону в соответствии с выражением:
Uc = I·t/С, (5)
где I = Uвх/R = const, t = tиш.
Действительно, если это так, тогда:
tиш = Uc·C/I= UcCR/Uвх, (6)
т.е. tиш = сonst/Uвх,
где const = Uc·C·R; а Uc = Uп.пер (Uп.пер – это напряжение порога переключения элемента В1).
При этом, чтобы I = const, необходимо, чтобы Uп.пер<<Uвх (при Uп.пер = 0 величина тока
I = Uвх/R1), то есть выражение (5) справедливо при Uп.пер << Uвх.
Однако как это может быть, если мы имеем дело с обычной RС цепью, в которой напряжение на конденсаторе изменяется по закону, включающему в себя экспоненту:
Uc = Uвх(1 – е–t/τ), (7)
где τ = RC – постоянная времени RC цепи; t – длительность формируемого импульса.
Однако, если t≤ 0,3 RC, то функция e–t/RC c достаточной для практических целей точностью может быть представлена в виде ряда [7]:
e–t/RC ≈ 1 – t/RC. (8)
После подстановки (8) в (7) получим:
Uc = Uп.пер = Uвх(1 – (1-t/RC)) = Uвх(t/RC), (9)
то есть Uc действительно изменяется по линейному закону. И, как было сказано выше, ток в этом случае должен быть постоянным. Выясним, так ли это.
Известно, что величина тока в конденсаторе С может быть найдена из формулы:
ic = C(dUc/dt). (10)
Продифференцировав выражение (9) по t, получим: dUc/dt = Uвх/RC, тогда
ic = I = C(Uвх/RC) = Uвх/R. (11)
Итак, при допущении Uп.пер << Uвх, можно считать, что ток практически не зависит от t, то есть он постоянен. Определим произведение RC для нашего случая, когда t = 1,8 мкс, Uc = Uп.пер = 2,5 В, Uвх = Uвх.min = 20 В.
После подстановки в (9) находим: 2,5 В = 20 В
(1,8 мкс/RC),
RC = (20·1,8)/2,5 = 14,4 мкс. (12)
Таким образом, если RC = 14,4 мкс, а t = tиш = 1,8 мкс, то tиш/RC ≈ 0,13, то есть меньше 0,3 и, следовательно, можно считать, что заряд конденсатора С1 происходит практически постоянным током, то есть по линейному закону.
Постоянная RC – это времязадающая цепь, и именно от нее, а точнее от ее стабильности в наибольшей степени зависит выполнение формулы (1) и, следовательно, достижение стабильного выходного напряжения. Очевидно, что произведение RC будет представлять собой стабильную величину, если будут стабильны каждый из элементов R и С в отдельности. Другими словами, компоненты R и С должны быть высокоточными и постоянными, то есть их номиналы не должны зависеть от многих дестабилизирующих факторов (температура, частота, влажность, напряжение, атмосферное давление, тряска и другие механические воздействия). Поскольку RC = const (предполагается, что внутреннее сопротивление входного источника питания равно нулю), то здесь возможны различные комбинации, например: сопротивление R1 – большое, емкость С1 – малая; емкость С1 – большая, сопротивление резистора R1 – малое, R и С – средние величины.
Если учитывать, что 1 мкс = 1кОм·1нФ, то средние величины номиналов R и С можно определить следующим образом:
R = (14,4)1/2 = 3,7 кОм и C = (14,4)1/2 = 3,7 нФ. (13)
Известно, что резистор является самым стабильным элементом электронной техники, так как он может быть изготовлен с любой точностью, и сохранять эту точность в процессе работы. Подтверждением сказанному полностью отвечают прецизионные резисторы Р1-8МП. Промышленность серийно их выпускает с отклонениями от номинала ±0,1; 0,25; 0,5%. Однако по специальному заказу возможно изготовление резисторов с отклонениями от номинала ±0,05%. Исходя из этих соображений, номинал резистора R1 должен заметно превосходить по величине среднее значение, учитывая, что при этом еще и экономится мощность. Однако здесь необходимо принимать во внимание зависимость параметра λ (интенсивность отказов 1/час) от номинала резистора, учитывая, что 1/λ – это среднее время наработки на отказ. Такая зависимость наблюдается, начиная с номинала резистора 500 кОм и выше [5]. Таким образом, величину сопротивления резистора R1 следует выбирать, учитывая указанную зависимость.
Если резистор обладает положительным температурным коэффициентом, то температурный коэффициент конденсатора должен быть отрицательным (группа по ТКЕ – температурному коэффициенту емкости – М47 или МПО) с целью постоянства температурного коэффициента RC цепи.
Во времязадающих цепях стабильность номинала – это главное требование к конденсатору. И эта стабильность не должна зависеть от внешних условий его работы (температура, влажность, атмосферное давление, частота, приложенное напряжение, ионизирующее излучение и т.д.).
Итак, если мы теперь покажем, что конденсаторы меньших номиналов более стабильны, чем конденсаторы с более высокими номиналами, то поставленная задача будет выполнена, поскольку обе составляющие времязадающей цепи, то есть R и C, стабильны. Фактически здесь и показывать-то особенно нечего, поскольку хорошо известно, что прецизионные конденсаторы – это, как правило, конденсаторы малых номиналов.
К отечественным конденсаторам, которые наиболее полно удовлетворяют всем перечисленным требованиям, следует отнести керамические конденсаторы типа К10-17в (группа по ТКЕ – М47) малых номиналов (это высокочастотные, высокостабильные, малогабаритные конденсаторы, емкость которых меняется линейно и слабо зависит от температуры), а также прецизионные керамические конденсаторы К10-43в (группа по ТКЕ – МПО), имеющие допустимые отклонения емкостей ±1, 2%. Данные конденсаторы работают примерно до 104 МГц, то есть они обладают высокой резонансной частотой вследствие того, что у них малые значения эквивалентных последовательной индуктивности (ESL) и последовательного сопротивления (ESR), судя по tgδ, который для этих конденсаторов находится в пределах 0,0015–0,0025 при tmax = 125°C.
Конденсаторы должны работать в облегченном режиме по напряжению с коэффициентом запаса не более 0,7, поскольку считается, что при работе в таком режиме у них заметно уменьшается перегрев и снижается интенсивность отказов, то есть увеличивается долговечность работы. Напомним, что конденсатор может выполнять свои функции только до резонансной частоты, выше этой частоты конденсатор работает как индуктивность). Если, например, имеются конденсаторы емкостью в 1 и 0,1 мкФ, то меньшей величиной ЕSL однозначно будет обладать второй.
Таким образом, выбор должен быть таким: большая величина R и малая величина С конденсатора (С ≤ 100 пФ), поскольку последние более стабильны по сравнению с конденсаторами повышенных номиналов.
Пусть С = 80 пФ (с учетом входной емкости элемента В1 и емкости монтажа < 8 пФ), тогда номинал получим из уравнения RC = 14,4 мкс: R = (14,4·10–6 )/80·10–12 = 180 кОм.
Из формулы (6) следует, что длительность импульса tиш зависит от величины напряжения порога переключения (Uc = Uп.пер), а это значит, что и стабильность выходного напряжения также зависит от него. В качестве порогового элемента могут использоваться три компонента: логический элемент, триггер Шмитта и компаратор. Последний обладает наиболее стабильным порогом переключения (Uп.пер), но его применение приведет к заметному усложнению схемы, так как для компаратора требуется стабильное опорное напряжение (это расширяет ряд электронных компонентов, который всегда стремятся сократить). И логический элемент, и триггер Шмитта обладают достаточно стабильным напряжением порога переключения (практически независимым от температуры [3]), при условии достаточно высокой стабильности напряжения внутреннего питания Евн.пит.
Рассмотрим использование триггера Шмитта. Как известно, задача этого устройства – формировать сигнал с крутыми фронтами из сигнала любой формы, действующего на его входе, то есть это очень важное свойство. Применение триггера Шмитта приведет к следующим последствиям. Во-первых, увеличится напряжение порога переключения за счет гистерезиса примерно на 0,8 В, что хорошо с точки зрения увеличения помехозащищенности вентиля В1 и схемы в целом. Но наличие гистерезиса имеет и другие положительные последствия, а именно: гистерезис предотвращает возможность появления автоколебательного режима, который может возникнуть в случае медленно изменяющегося, но чистого сигнала. Считается, что медленное нарастание сигнала приводит к значительному росту чувствительности к шуму по входу элемента В1. Использование в качестве элемента В1 триггера Шмитта позволит убрать осцилляцию вблизи порогового уровня, но не улучшит шумовые характеристики схемы [6].
Это, конечно, хорошо, но из-за увеличения порога при этом снизится линейность заряда конденсатора С1. Следовательно, потребуется уменьшить номинал резистора R1 и увеличить номинал конденсатора С1, что нежелательно, как было объяснено выше.
Преимуществом применения в качестве порогового элемента самого логического элемента В2 можно считать более высокую линейность заряда конденсатора С1 вследствие меньшей величины порога переключения элемента В2, более простую схемную реализацию из-за возможности исключения из схемы ШИМ элемента В1 и более строгое выполнение уравнения (1), по причине исключения элемента В1, как дополнительной задержки, которая по возможности должна быть минимальной, если этот элемент применять.
Если говорить о величине напряжения порога переключения, то ее выбор зависит от двух факторов:
• линейности изменения напряжения на конденсаторе;
• помехозащищенности элемента В1 (или В2) схемы ШИМ.
С точки зрения первого фактора величина Uп.пер должна быть как можно меньше, то есть она должна стремиться к нулю (функция (7) обладает наибольшей линейностью в окрестности t = 0), а с точки зрения фактора два – это напряжение должно стремиться к величине Uп.пер = Евн.пит.
Для КМДП-ИС величина этого напряжения составляет примерно 2,5 В (при Евн.пит = 5 В), то есть определяется из выражения:
Uп.пер = Евн.пит/2. (14)
В качестве элемента К1, управляющего процессом заряда и разряда конденсатора С1, лучше применять двунаправленный ключ типа КТ-3. Это связано с тем, что во включенном состоянии он обладает очень малым сопротивлением, что способствует сокращению времени разряда конденсатора С1, и, в какой-то мере, сокращению длительности импульса tиг. А в выключенном состоянии его сопротивление составляет сотни мегаом. При этом величины этих сопротивлений практически не зависят от изменения напряжения на его рабочих выводах, чего нельзя сказать о транзисторах обоих типов. Ток утечки у такого ключа практически отсутствует.
Теперь несколько слов о выполнении требований, предъявляемых к источнику по стабильности выходного напряжения, КПД и пульсациям. Выше было отмечено, что отклонения относительно номинального напряжения Uн = 6 В должны находиться в пределах ±5%, то есть выходное напряжение должно укладываться в диапазоне 5,7–6,3 В. Посмотрим, возможно ли это выполнить для нашего случая, когда: Uвх = 20 В, tиш = 1,8 мкс, Uп.пер = 2,5 В. При малых разбросах температурного диапазона можно считать, что отклонения выходного напряжения будут практически обусловлены только стабильностью номиналов R и C времязадающей цепи. Пусть в их качестве используются компоненты с допуском отклонения от номинала ±1%. Тогда для резистора R1 это сопротивление составит 178 кОм, а для конденсатора С1 – 79,2 пФ.
Подсчитаем длительность tиш для этого случая: tиш = 79,2·178·2,5/20 = 1,762 мкс. Определим величину отклонения длительности: Δtиш = 1,8 – 1,762 = 0,038 мкс = 38 нс. Рассчитаем длительность импульса, приходящегося на один вольт выходного напряжения: 1,8 мкс/6 В = 0,3 мкс/В. Следовательно, на 0,1 В придется 0,03 мкс, то есть 30 нс.
Итак, в нашем случае отклонение составило 38 нс, что примерно равно 0,1 В. Согласно требованию Uвых должно составлять 6 ±0,3 В. Таким образом, если в качестве составляющих RC цепи взять элементы R и С из ряда с отклонением в 1%, то заданные требования по стабильности выходного напряжения будут выполнены с запасом. Если же в качестве резисторов выбрать Р1- 8МП с допуском 0,1%, то запас по стабильности увеличится.
Теперь рассмотрим требование по КПД, которое в соответствии с заданием должно быть более 82%. Известно, что более чем 90% рассеиваемой мощности приходится всего на два элемента источника – это силовые транзисторы ключа и выпрямительный диод. Третьим по потерям мощности следует считать трансформатор (примерно 2–3%). Следовательно, методы получения требуемого КПД стандартные, а именно: выбор электронных компонентов, которые обеспечивают достижение минимальных потерь мощности.
Это качественные низкопороговые МОП-транзисторы п-типа, обладающие малым сопротивлением сток-исток (Rси), малым полным зарядом затвора (Qз), высокой крутизной, надлежащим напряжением сток-исток (Ucи). В качестве выпрямительного диода целесообразно применять диод Шоттки. Магнитные элементы – это достаточно высокочастотные магнитомягкие ферриты (магнитопровод-кольцо) с малыми потерями (узкая петля гистерезиса), высокой индукцией насыщения, малой коэрцитивной силой, высокой точкой Кюри.
Уровень пульсаций – один из наиболее важных параметров ИВЭП. Он определяется не столько величиной емкости конденсатора фильтра, сколько минимальной величиной его ESR на частоте двойного преобразования. Величину пульсаций ΔUп можно определить по формуле [8]:
ΔUп ≈ΔIL·Zmax, (15)
где ΔIL – пульсации тока дросселя фильтра Lф; Zmax – импеданс конденсатора.
Поэтому в качестве конденсаторов фильтра необходимо выбирать такие, которые обладают минимальными значениями ESR, ESL и высокой резонансной частоты. При этом стабильность номинала конденсатора в данном случае – не первоочередной признак.
Выбранный по расчету номинал конденсатора фильтра Сф следует реализовать в виде параллельного соединения n конденсаторов (n ≥ 2) номиналом Сф/n. Полученный таким образом конденсатор будет обладать величинами ESR и ESL, примерно равными параллельному соединению n конденсаторов и высокой резонансной частотой конденсатора меньшего номинала.
Если требуемый в задании КПД не будет получен, то его можно несколько повысить за счет снижения частоты преобразования, например, в два раза. Повышение КПД в этом случае будет достигнуто за счет увеличения коэффициента заполнения Кз при постоянной длительности импульса tиг и за счет снижения доли динамических потерь в транзисторах и диодах при коммутации и динамических потерь в логических элементах. Однако, как это уже отмечалось, источник в этом случае может не пройти по требованию низкопрофильности. И тогда придется разрешать противоречивые требования или, что то же самое,вечную проблему ИВЭП: высокий КПД – малые габариты, малые габариты – высокий КПД.
Заключение
Данная статья содержит результаты интеллектуальной деятельности, полученные в рамках выполнения проекта по государственному контракту № 14.429.12.0002 от 05 марта 2014 года. Тема: "Разработка перспективных технологий и конструкций изделий интеллектуальной силовой электроники для применения в аппаратуре бытового и промышленного назначения, на транспорте, в топливно-энергетическом комплексе и в специальных системах (аналого-цифровая СБИС ШИМ-контроллера)".
Было показано, что для строгого выполнения уравнения регулирования, работающего по принципу управляющего воздействия на наклон пилы, необходимо тщательно учитывать факторы, ответственные за выполнение этого уравнения и КПД источника:
• времязадающая цепь и правило выбора составляющих R и С этой цепи;
• уровень напряжения порога переключения и влияние этого порога на линейность пилооб-разного напряжения;
• выбор длительности импульса запуска ШИМ и его связь с КПД.
Предполагается дальнейшее поэтапное отражение материала по данному проекту с учетом процесса проектирования ИВЭП, включая разработку самого кристалла, то есть теперь уже ШИМ-контроллера и конструкции ИВЭП на его основе.
ЛИТЕРАТУРА
1. Букреев И.Н., Горячев В.И., Мансуров Б.М. Микроэлектронные схемы цифровых устройств. – М.: Техносфера, 2009.
2. А.с.1167706 СССР.М.кл. Н03К 17/14. Одновибратор / В.И. Горячев, В.М. Щелоков. – Опубл. 1985, Бюлл. № 26.
3. Аваев Н.А., Наумов Ю.Н., Фролкин В.Т. Основы микроэлектроники. – М.: Радио и связь, 1991.
4. Сергеев Б.С. Схемотехника функциональных узлов источников вторичного питания. – М.: Радио и связь, 1992.
5. Кузнецов В.А. Основные вопросы надежности радиоэлектронной аппаратуры. – Л.: Энергия, 1965.
6. Джонсон Г., Грэхем М. Высокоскоростная передача цифровых данных. – М.; СПб.; Киев: Вильямс, 2005.
7. Кублановский Я.С. Переходные процессы. – М.: Энергия, 1974.
8. Корис Р., Шмидт-Вальтер Х. Справочник инженера-схемотехника. – М.: Техносфера, 2008.
Отзывы читателей
